由雙向晶閘管3CTS和觸發(fā)二極管2CTS (又稱為二端交流元件DIAC)組成的調壓電路，略去輔助元件后的電路如圖1所示，大量地用在民用電器中的調光、調溫。對于調節(jié)原理，查閱相關報道^［1～3］，大多文中對觸發(fā)原理僅做出定性的說明，沒有定量結論。本文在對觸發(fā)原理討論的基礎上，求解了控制參量R，C與輸出電壓或輸出功率的定量關系，在此基礎上，還就線性范圍進行討論，期望此結論能對應用起到參照作用。

1調壓原理討論
    雙向晶閘管調壓電路中忽略一些輔助元件后的電路如圖1所示。圖2是觸發(fā)二極管2CTS的伏安特性，其中OP段為截止區(qū)；PV段為負阻區(qū)，VP1段為飽和區(qū)。3CTS導通受控于2CTS產生的觸發(fā)脈沖電流，而2CTS只有在u_c增加到U_P后，由于P-V段負阻區(qū)，引起強烈的正反饋，又因u_c不能突變，故瞬間使工作點由P點跳變至P₁點，此刻2CTS中有電流i，當脈沖電流峰值I_m大于3CTS的觸發(fā)電流時，3CTS便導通。

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    此后，電容C的放電回路有2條，一條是：C-R-T₂-T₁-C；第二條是：C-2CTS-G-T₁-C。由于處于飽和區(qū)的2CTS飽和電阻遠小于R，所以放電時間常數主要由第二條回路決定。很短時間u_c便由U_P退至U_V，2CTS的工作點便由P1點移至V點。進入負阻區(qū)V-P段后，又是一個正反饋使工作點跳變到P₂，u_c=U_V。這時2CTS重新截止。隨后，電容僅通過第一條支路放電，u_c呈指數規(guī)律下降，當輸入的端電壓瞬時值過零時刻T/2，u_c=u_c(T/2)，此時3CTS也自動截止。此后，u_c又開始了在正弦輸入電壓激勵下，以初值uc(T/2)的反向充電過程。圖3中畫出了以端電壓u_i(t)過零時刻為t=0時，u_c（t）、負載上的電壓u_L（t）以及過2CTS的觸發(fā)電流i隨時間t的變化曲線。

2控制角φ與電路參數RC之間的定量關系
    圖3中，0-t₁段u_c的形成是在正弦電壓u_i=U_msin ωt的激勵下，由初始值u_c(0)開始的充電過程。這段時間內2CTS與3CTS都截止，其等效電路如圖4所示。考慮到R_L<<R，所以用R代替（R+R_L），可列方程如下：
  
  t₁~t₂段是正反饋形成的電壓躍變后，觸發(fā)二極管的工作點由P₁到V的過程。忽略第一條放電支路，可近似認為電容C通過觸發(fā)二極管的飽和電阻放電，這段時間很短可略去不計。

    t₂~t₃段中3CTS處于導通狀態(tài)，可看作電容通過第一條支路的放電過程，放電時間常數為RC。所以，u(t)呈指數規(guī)律下降，u_c(T/2)應滿足下式。

考慮到u_i(t)和3CTS與2CTS的伏安特性的對稱性，必有：


（3）代入式（4），并令：

    式（6）為元件參數RC與與相位控制角φ之間的定量關系。
    由于此方程為超越方程，不能直接求得φ~RC的解析表達式，但可在給定U_m，ω，U_P，U_V之后，用計算軟件Matlab 6.0求得其數值解，表1是以U_m=311V；U_P=31.4V；U_V=20V；ω=100πrad/s時由式（6）計算的結果。在圖5中畫出了φ~RC曲線。他們的關系如表1所示。

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3功率調節(jié)系數K_P與電路參數間的關系
    由于該電路一般都用作功率調節(jié)，由圖3的波形可知負載電阻R_L上的電壓有效值：


定義功率調節(jié)系數：


    利用φ~β（=ωRC）的數值計算結果，可求得K_P與RC之間的定量關系。

4K_P的線性范圍的討論
    (1) 從圖5中φ~RC與K_P~RC曲線可以看出，在RC較小和較大時線性較差，在K_P為0.9~0.05部分有較好的線性范圍，可用Matlab 6.0對K_P~RC中部進行直線擬合得：K_P=1.167 6～0.032 3(RC)。

    這個結果說明，用觸發(fā)二極管觸發(fā)的雙向晶閘管電壓調節(jié)電路，用于純阻性電路中作功率調節(jié)時，欲使功率呈線性變化，用線性電位器作調節(jié)元件是較好的選擇。
    以上結論經實際測試，其結果與理論計算吻合。
    (2)用Matlab 6.0軟件，當式（6）中U_P，U_V取不同值時，作φ~RC曲線，如圖6所示。從圖中看出，電路中最大RC值（RC）_max以及與之相應的K_P線性范圍與U_P，U_V以及其差值有關，U_P，U_V愈大，（RC）_max愈小。