許多模擬信號(hào)鏈電路需要進(jìn)行交流耦合,以便消除不需要的直流電壓或偏置電壓。交流耦合的最簡(jiǎn)單辦法就是采用一個(gè)與信號(hào)路徑串聯(lián)的電容,從而形成一個(gè)單極點(diǎn)高通濾波器(HPF)。在本文中,我們將探討一種通用的方法,這種方法無需在信號(hào)路徑中放置電容就可實(shí)現(xiàn)高通濾波器功能。而且,我們還將進(jìn)一步擴(kuò)展該方法,以便創(chuàng)建二階或更高階的高通濾波器。

在許多應(yīng)用中,實(shí)現(xiàn)交流耦合只需要一個(gè)串聯(lián)電容。但在另一些應(yīng)用中,這種簡(jiǎn)單的方法可能引起音頻電路中的問題,例如HPF的極點(diǎn)常常需要位于10Hz以內(nèi)的范圍。從降低噪聲考慮,電容要具有低的阻抗,因此,我們需要采用大電容。但是,這樣的電容通常容易影響音頻信號(hào)。

其它應(yīng)用,如在自動(dòng)外部除顫器(AED)的熱傳感器電路中,在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)之前,必須消除輸入的直流電壓以及電路引起的偏置電壓。

許多精密的應(yīng)用在信號(hào)鏈路中采用了儀表放大器(INA)。在這些電路中采用輸入電容通常是不切實(shí)際的。由于在兩個(gè)輸入間存在著良好的平衡,INA具有極高的共模抑制。圖1所示為把INA217配置為具有40dB增益而實(shí)現(xiàn)的典型INA電路。因其特性的緣故,這種電路具有非常低的噪聲和失真。然而,偏置電壓特性卻不夠好。

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圖1:儀表放大器。

為了消除輸入端的直流偏置電壓,要在每一個(gè)輸入端串入一只電容。然而,INA本身的輸入偏置電壓也被增益放大了。在這種電路中,輸出偏置電壓可能會(huì)高達(dá)30mV。想要很好的消除這個(gè)偏置電壓,我們就需要在輸出端再串入一只電容。

采用“伺服反饋”來消除直流偏置電壓

在INA電路中,伺服反饋是提供交流耦合的一種常見技術(shù)。通過使用一個(gè)被配置為積分器的低偏置電壓的運(yùn)放(例如圖2所示的OPA277),我們獲得一個(gè)截止頻率為16Hz的一階高通函數(shù)。

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圖2:傳統(tǒng)的“伺服反饋”。

具有附加直流校正功能電路的偏置電壓的典型值為15μV,最大約為30μV。由于這種改良的電路在整個(gè)電路的輸出上校正了偏置電壓,偏置電壓被改善了三個(gè)數(shù)量級(jí)。在這個(gè)實(shí)現(xiàn)中,輸出偏置由運(yùn)放的輸入偏置電壓以及R1吸取的偏置電流所引起的偏置電壓來決定。只要INA輸入級(jí)上的偏置電壓乘以增益小于該級(jí)的最大輸出電壓,并且小于伺服放大器的輸出范圍,這種方式還能消除施加在INA輸入端的偏置電壓。

我們可以輕松地計(jì)算由這個(gè)電路形成的高通濾波器的極點(diǎn)頻率、以及INA輸出級(jí)的整個(gè)響應(yīng)。

設(shè)輸出級(jí)的增益為K,那么,這一過程(帶有伺服反饋)的增益為:

該增益是帶有高通濾波器(3dB極點(diǎn))的放大器的初始增益:

對(duì)于我們的例子來說:

這種方法的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)就是,用于創(chuàng)建高通函數(shù)的電路位于信號(hào)路徑之外。通過選用質(zhì)量過關(guān)的無源元件,它對(duì)高通濾波器截止頻率的性能影響很小。類似地,這種技術(shù)常常被用于提供所需要的交流耦合,而不會(huì)對(duì)INA的共模抑制產(chǎn)生負(fù)面影響。

在典型情況下,在需要良好的共模抑制(CMR)的應(yīng)用中才會(huì)采用儀表放大器。因?yàn)镮NA輸入結(jié)構(gòu)得到了很好的平衡,它能提供優(yōu)異的CMR。如果取而代之,我們?cè)谳斎攵死么?lián)電容實(shí)現(xiàn)交流耦合,那么,在頻率為截止頻率十倍左右時(shí),我們的CMR就會(huì)受到損害。這是因?yàn)殡娙莶⒉荒芘cINA內(nèi)的電阻匹配。與INA本身的不匹配相比,這種因電容引起的阻抗失配要高幾個(gè)數(shù)量級(jí)。

因?yàn)樵诶硐氲那闆r下,伺服放大器反饋級(jí)對(duì)高于極點(diǎn)頻率的正向路徑中的信號(hào)沒有影響,我們可以主要針對(duì)其直流指標(biāo)來選擇用于反饋路徑的運(yùn)算放大器。然而,要注意這種針對(duì)直流指標(biāo)選擇的運(yùn)放在正向路徑通帶中的較高頻段的表現(xiàn)如何。超過這一運(yùn)放通帶的信號(hào)頻率會(huì)被運(yùn)放中的輸入晶體管調(diào)整,并以直流偏置的形式表現(xiàn)出來。

利用伺服放大器技術(shù),我們獲得了一種單極點(diǎn)高通濾波器響應(yīng),它可與在輸入和輸出端同時(shí)利用交流耦合電容所實(shí)現(xiàn)的二階、單極點(diǎn)高通濾波器的頻率響應(yīng)相媲美。

針對(duì)更復(fù)雜電路的伺服反饋

在長(zhǎng)的信號(hào)鏈路中,常常存在多處對(duì)可能產(chǎn)生偏置電壓的地方,這些地方均要采用交流耦合電容。在許多的應(yīng)用中,由所有這些交流耦合形成的復(fù)合型高通濾波器可能導(dǎo)致超出預(yù)期的更高階濾波器。

幸運(yùn)的是,在幾乎任何放大器中都可以用伺服技術(shù)來消除直流誤差。通過把一個(gè)伺服反饋擴(kuò)展至多個(gè)信號(hào)路徑,這種明智地采用伺服反饋技術(shù)的做法能夠最小化交流耦合的數(shù)量。

當(dāng)被用于復(fù)雜的電路之中時(shí),伺服反饋技術(shù)不僅僅能提供增益。以具有高階低通濾波器(LPF)的放大器鏈路為例,只要低通濾波器的截止頻率以及由積分器反饋創(chuàng)建的高通函數(shù)的截止頻率之間相差10倍左右,實(shí)際情況下兩者之間就不存在相互影響。

在設(shè)計(jì)放大器/低通濾波器電路時(shí),可以忽略高通函數(shù)的實(shí)現(xiàn)情況。增加高通函數(shù)也可以無需顧慮低通濾波器的特性,除了通帶增益之外(圖3)。

圖3:伺服放大器交流耦合的多個(gè)級(jí)。

對(duì)這種電路的輸入和輸出進(jìn)行交流耦合是常見的事。然而,利用伺服技術(shù),我們僅僅需要實(shí)現(xiàn)單階HPF函數(shù)。

如上所述,在電路輸出上的偏置由反饋積分器的輸入偏置來決定。只要電壓不在一個(gè)數(shù)量級(jí)上,它甚至能消除輸入信號(hào)的偏置,否則的話,就需要一個(gè)超過反饋運(yùn)算放大器性能的校正電壓。

對(duì)于采用INA的例子,在此創(chuàng)建的HPF函數(shù)的極點(diǎn)由反饋積分器的R-C時(shí)間常數(shù)以及從R3左側(cè)至輸出的正向級(jí)增益來決定。這個(gè)增益為:

其中,G(SUB/)lpf(/SUB)是低通濾波器的低頻增益的絕對(duì)值。這個(gè)增益是負(fù)數(shù),從而導(dǎo)致負(fù)反饋環(huán)路。復(fù)合電路所得到的高通濾波器極點(diǎn)(3dB點(diǎn))頻率為:

盡管我們減少了采用該技術(shù)的高通濾波器的數(shù)量,但是,在每一個(gè)例子中的所有高通濾波器均被作為單極點(diǎn)濾波器來實(shí)現(xiàn)。把若干這類濾波器組合到一條路徑上就會(huì)得到一系列簡(jiǎn)單的極點(diǎn)。幾乎任何實(shí)際中的多極點(diǎn)濾波器均涉及復(fù)數(shù)極點(diǎn)對(duì),以便最優(yōu)化下列一個(gè)或一個(gè)以上的重要特性:

* 頻率選擇性

* 建立時(shí)間

* 相位/群延遲響應(yīng)

* 帶內(nèi)紋波

* 更多

把具有簡(jiǎn)單極點(diǎn)的濾波器完全當(dāng)成最佳選擇的情況很少見。

為了設(shè)計(jì)更為復(fù)雜的濾波器函數(shù),我們可以把傳統(tǒng)的高通濾波器與信號(hào)鏈路中具有復(fù)雜極點(diǎn)對(duì)的其它電路串聯(lián)。通過簡(jiǎn)單地?cái)U(kuò)展伺服放大器技術(shù),就不需要增加任何串聯(lián)濾波器,與此同時(shí),還能保持伺服反饋技術(shù)的其它優(yōu)點(diǎn)。

擴(kuò)展伺服技術(shù)以綜合復(fù)雜的極點(diǎn)對(duì)

以一個(gè)簡(jiǎn)單的反相運(yùn)放增益級(jí)為例,邏輯上的第一步就是在反饋路徑上增加另一個(gè)積分器,使其與早先電路中的積分器串聯(lián)起來。然而,這個(gè)電路將具有非常高的Q值,因此,在它的響應(yīng)中會(huì)出現(xiàn)相當(dāng)大的峰值。

在圖4中,為其中一個(gè)積分電容串聯(lián)一個(gè)電阻R2,我們就能夠減少諧振,并把濾波器的特性設(shè)置為我們實(shí)際想要的樣子。

圖4:利用電阻R2,為二階濾波器增加第二個(gè)積分器。

跟采用一階伺服的例子一樣,我們的二階高通電路的直流特性由反饋運(yùn)放所決定,交流特性由正向直流耦合放大器所決定。除了低于高通濾波器截止頻率的頻段,以及十倍于截止頻率的頻段,反饋電路實(shí)際上對(duì)傳輸函數(shù)沒有影響。

該電路的傳輸函數(shù)為:

方程6和方程7給出了高通濾波器極點(diǎn)的頻率,其中,Q值確定濾波器頻率響應(yīng)中峰值的大小。

當(dāng)研究實(shí)現(xiàn)復(fù)雜極點(diǎn)或零點(diǎn)的濾波器時(shí),要特別注意濾波器特性對(duì)元器件數(shù)值變化的靈敏度,以防實(shí)現(xiàn)一種在生產(chǎn)中無法再生產(chǎn)的、不可靠的電路。

F(SUB/)0(/SUB)和Q對(duì)元器件的靈敏度分別是方程8至13:

注意,所有這些靈敏度均是常數(shù),并且小于或等于1。要實(shí)現(xiàn)任何低于該數(shù)值的靈敏度是非常不尋常的。此外,要注意F(SUB/)0(/SUB)對(duì)R2的靈敏度為零,這意味著可以采用R2來修改Q值而不影響F(SUB/)0(/SUB)。方程6證明了這一點(diǎn),因?yàn)镽2不在F(SUB/)0(/SUB)的方程中,而是計(jì)算Q值的方程7中的一個(gè)因子。

如果這個(gè)電路被重新畫制,把所有放大器放在一行之中,那么它看起來就非常類似于老式的、常用的濾波器拓?fù)?如圖5所示:

圖5:相同的濾波器被放在一行。

在圖5中,我們把相同的濾波器放在一行。我們一直使用輸入3和輸出3,加入R7和R8以得到該濾波器的通用版,該電路具有三個(gè)不同的輸入和三個(gè)不同的輸出。表1顯示了對(duì)于每種組合的輸入和輸出,我們所獲得的濾波器類型。

表1:圖5中可得到的濾波器類型。

表1中顯示,輸入3在輸出1也能提供帶通函數(shù),與此同時(shí),提供我們的高通輸出。

這種濾波器的老式電路被稱為Tow-Thomas濾波器,或簡(jiǎn)稱為TT濾波器。圖6所示為該電路的通用版。

圖6:Tow-Thomas濾波器。

這兩類濾波器的唯一差異在于,在TT濾波器中的第一個(gè)積分器有一個(gè)與電容并聯(lián)的電阻,而在我們的新型濾波器當(dāng)中的第二個(gè)積分器有一個(gè)與電容串聯(lián)的電阻。

表2顯示了利用TT濾波器的所有三個(gè)輸入和輸出可獲得的濾波器的類型。

表2:TT濾波器可以提供的濾波器的類型。

這種濾波器的拓?fù)淇梢越o單輸入提供帶通濾波器(BFP)以及低通濾波器,但是,無法提供高通濾波器函數(shù)。

實(shí)際上,許多電路設(shè)計(jì)指南已經(jīng)采用了TT濾波器的如下版本來實(shí)現(xiàn)高通濾波器,見圖7所示。

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圖7:Tow-Thomas高通濾波器。

如圖5所示,我們的新電路顯然不如這個(gè)高通濾波器復(fù)雜。

有了一階伺服技術(shù),我們能夠利用該技術(shù)把二階高通函數(shù)加入至任何增益模塊之中。所疊加的兩個(gè)積分器電路把這個(gè)增益模塊“包裹”起來,無需在信號(hào)路徑中增加任何串聯(lián)元件(特別是不增加電容)就可以加入的高通函數(shù)。

采用一階伺服技術(shù),在設(shè)計(jì)放大器的時(shí)候,只要在想要的高通極點(diǎn)頻率的十倍左右范圍內(nèi)不存在極點(diǎn)零點(diǎn),就可以不考慮高通函數(shù)。然后,可以加入反饋電路來創(chuàng)建高通函數(shù)。

例如,如圖8所示,這個(gè)電路可以輕松地與同相放大器結(jié)合起來工作。

圖8:同相增益級(jí)。

該版本的電路具有非常高的輸入阻抗,對(duì)某些應(yīng)用來說這是一項(xiàng)重要的性能。

利用該優(yōu)勢(shì),我們成功地?cái)U(kuò)展了伺服技術(shù),將其用于創(chuàng)建二階高通濾波器拓?fù)?并且展示了如何利用它與反相以及正相增益配合。這個(gè)拓?fù)淇蔀槎喾N不同應(yīng)用帶來好處。

在本文第二部分,我們將回顧一些具體案例,探討如何對(duì)基本架構(gòu)進(jìn)行改良,并將其應(yīng)用推廣至生成更為復(fù)雜的高通濾波器函數(shù)。

作者:Mark Fortunato

模擬現(xiàn)場(chǎng)應(yīng)用經(jīng)理

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