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【導讀】在輸出短路或過載時對電源或負載進行的保護，即為過電流保護，簡稱過流保護。介紹了過流保護的幾種型式，如フ字型、恒流型、恒功率型等，并進行了比較。

電源作為一切電子產品的供電設備，除了性能要滿足供電產品的要求外，其自身的保護措施也非常重要，如過壓、過流、過熱保護等。一旦電子產品出現故障時，如電子產品輸入側短路或輸出側開路時，則電源必須關閉其輸出電壓，才能保護功率MOSFET和輸出側設備等不被燒毀，否則可能引起電子產品的進一步損壞，甚至引起操作人員的觸電及火災等現象，因此，開關電源的過流保護功能一定要完善。

開關電源中常用的過流保護方式

過電流保護有多種形式，如圖1所示，可分為額定電流下垂型，即フ字型；恒流型；恒功率型，多數為電流下垂型。過電流的設定值通常為額定電流的110％～130％。一般為自動恢復型。

圖1中①表示電流下垂型，②表示恒流型，③表示恒功率型。

圖1: 過電流保護特性

用于變壓器初級直接驅動電路中的限流電路

在變壓器初級直接驅動的電路（如單端正激式變換器或反激式變換器）的設計中，實現限流是比較容易的。圖2是在這樣的電路中實現限流的兩種方法。

圖2電路可用于單端正激式變換器和反激式變換器。圖2（a）與圖2（b）中在MOSFET的源極均串入一個限流電阻Rsc，在圖2（a）中，Rsc提供一個電壓降驅動晶體管S2導通，在圖2（b）中跨接在Rsc上的限流電壓比較器，當產生過流時，可以把驅動電流脈沖短路，起到保護作用。

圖2（a）與圖2（b）相比，圖2（b）保護電路反應速度更快及準確。首先，它把比較放大器的限流驅動的門檻電壓預置在一個比晶體管的門檻電壓Vbe更精確的范圍內；第二，它把所預置的門檻電壓取得足夠小，其典型值只有100mV～200mV，因此，可以把限流取樣電阻Rsc的值取得較小，這樣就減小了功耗，提高了電源的效率。

（a）晶體管保護

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（b）限流比較器保護

圖2:在單端正激式或反激式變換器電路中的限流電路

當AC輸入電壓在90～264V范圍內變化，且輸出同等功率時，則變壓器初級的尖峰電流相差很大，導致高、低端過流保護點嚴重漂移，不利于過流點的一致性。在電路中增加一個取自＋VH的上拉電阻R1，其目的是使S2的基極或限流比較器的同相端有一個預值，以達到高低端的過流保護點盡量一致。

用于基極驅動電路的限流電路

在一般情況下，都是利用基極驅動電路把電源的控制電路和開關晶體管隔離開來。變換器的輸出部分和控制電路共地。限流電路可以直接和輸出電路相接，其電路如圖3所示。在圖3中，控制電路與輸出電路共地。工作原理如下：

圖3:用于多種電源變換器中的限流電路

電路正常工作時，負載電流IL流過電阻Rsc產生的壓降不足以使S1導通，由于S1在截止時IC1=0，電容器C1處于未充電狀態，因此晶體管S2也截止。如果負載側電流增加，使IL達到一個設定的值，使得ILRsc=Vbe1＋Ib1R1，則S1導通，使電容器C1充電，其充電時間常數τ=R2C1，C1上充滿電荷后的電壓是VC1=Ib2R4＋Vbe2。在電路檢測到有過流發生時，為使電容器C1能夠快速放電，應當選擇R4<<R3。R2的選用原則為Ib1max=（Vin－Vbe1)/R1，IC1=β×Ib1max，則R2≥（Vin－Vcesat1）R1/（V1－Vbe1）。如果參數設計正確，由VC1所產生的偏壓足以使S2快速進入導通狀態，通過S2的集電極輸出可以進一步關閉PWM的驅動信號。當過載現象解除后，電路可以自動恢復到正常工作狀態。

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無功率損耗的限流電路

上述兩種過流保護比較有效，但是Rsc的存在降低了電源的效率，尤其是在大電流輸出的情況下，Rsc上的功耗就會明顯增加。圖4電路利用電流互感器作為檢測元件，就為電源效率的提高創造了一定的條件。

圖4電路工作原理如下：利用電流互感器T2監視負載電流IL，IL在通過互感器初級時，把電流的變化耦合到次級，在電阻R1上產生壓降。二極管D3對脈沖電流進行整流，經整流后由電阻R2和電容C1進行平滑濾波。當發生過載現象時，電容器C1兩端電壓迅速增加，使齊納管D4導通，驅動晶體管S1導通，S1集電極的信號可以用來作為電源變換器調節電路的驅動信號。

圖4:無功耗限流電路

電流互感器可以用鐵氧體磁芯或MPP環型磁芯來繞制，但要經過反復實驗，以確保磁芯不飽和。理想的電流互感器應該達到匝數比是電流比。通常互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs＋VD3)。具體繞制數據最后還要經過實驗調整，使其性能達到最佳狀態。

用555做限流電路

圖5為555集成時基電路的基本框圖。

圖5:555集成時基電路的基本框圖

555集成時基電路是一種新穎的、多用途的模擬集成電路，有LM555，RCA555，5G1555等，其基本性能都是相同的，用它組成的延時電路、單穩態振蕩器、多諧振蕩器及各種脈沖調制電路，用途十分廣泛，也可用于直接變換器的控制電路。

555時基電路由分壓器R1、R2、R3，兩個比較器，R-S觸發器以及兩個晶體管等組成，電路在5～18V范圍內均能工作。分壓器提供偏壓給比較器1的反相輸入端，電壓為2Vcc/3，提供給比較器2的同相輸入端電壓為Vcc/3，比較器的另兩個輸入端腳2、腳6分別為觸發和門限，比較器輸出控制R-S觸發器，觸發器輸出供給輸出級以及晶體管V1的基極。當觸發器輸出置高時，V1導通，接通腳7的放電電路；當觸發器輸出為低時，V1截止，輸出級提供一個低的輸出阻抗，并且將觸發器輸出脈沖反相。當觸發器輸出置高時，腳3輸出的電壓為低電平，觸發器輸出為低時，腳3輸出的電壓為高電平。輸出級能夠提供的最大電流為200mA，晶體管V2是PNP管，它的發射極接內部基準電壓Vr，Vr的取值總是小于電源電壓Vcc，因此，若將V2的基極（腳4復位）接到Vcc上，V2的基—射極為反偏，晶體管V2截止。

圖6為用555做限流保護的電路，其工作原理如下：UC384X與S1及T1組成一個基本的PWM變換器電路。UC384X系列控制IC有兩個閉環控制回路，一個是輸出電壓Vo反饋至誤差放大器，用于同基準電壓Vref比較之后產生誤差電壓（為了防止誤差放大器的自激現象產生，直接把腳2對地短接）；另一個是變壓器初級電感中的電流在T2次級檢測到的電流值在R8及C7上的電壓，與誤差電壓進行比較后產生調制脈沖的脈沖信號。當然，這些均在時鐘所設定的固定頻率下工作。UC384X具有良好的線性調整率，能達到0.01％/V；可明顯地改善負載調整率；使誤差放大器的外電路補償網絡得到簡化，穩定度提高并改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。UC384X有兩種關閉技術；一是將腳3電壓升高超過1V，引起過流保護開關關閉電路輸出；二是將腳1電壓降到1V以下，使PWM比較器輸出高電平，PWM鎖存器復位，關閉輸出，直到下一個時鐘脈沖的到來，將PWM鎖存器置位，電路才能重新啟動。電流互感器T2監視著T1的尖峰電流值，當發生過載時，T1的尖峰電流迅速上升，使T2的次級電流上升，經D1整流，R9及C7平滑濾波，送到IC1的腳3，使IC1的腳1電平下降（注意：接IC1腳1的R3，C4必須接成開環模式，如接成閉環模式則過流時555的腳7放電端無法放電）。IC1的腳1與IC2的腳6相連接，使IC2的比較器1同相輸入端的電壓降低，觸發器Q輸出高電平，V1導通，IC2的腳7放電，使IC1的腳1電平被拉低于1V，則IC1輸出關閉，S1因無柵極驅動信號而關閉，使電路得到保護。若過流不消除，則重復上述過程，IC1重新進入啟動、關閉、再啟動、再關閉的循環狀態，即“打嗝”現象。而且，過負載期間，重復進行著啟振與停振，但停振時間長，啟振時間短，因此電源不會過熱，這種過負載保護稱為周期保護方式（當輸入端輸入電壓變化范圍較大時，仍可使高、低端的過流保護點基本相同）。其振蕩周期由555單穩多諧振蕩器的RC時間常數τ決定，本例中τ=R1C1，直到過載現象消失，電路才可恢復正常工作。電流互感器T2的選擇同1.3的互感器計算方法。

圖6:用555做限流保護電路

圖6電路，可以用在單端反激式或單端正激式變換器中，也可用在半橋式、全橋式或推挽式電路中，只要IC1有反饋控制端及基準電壓端即可，當發生過流現象時，用555電路的單穩態特性使電路工作在“打嗝”狀態下。

幾種過流保護方式的比較

幾種過流保護方式的比較如表1所列。

表1:幾種過流保護方式的比較

結語

比較了開關電源中所使用的各種過流保護方法之后，可以說，幾乎沒有一種過流保護方式是萬能的，只有用555的保護方式性能價格比是較好的。一般來說，選擇何種過流保護方式，都要結合具體的電路變換模式而做出相應的選擇。只有經過認真的分析，大量的實驗才能找到最適合的過流保護方式。保護方式設計的合理、有效，意味著產品的可靠性才可能更高。