當電感量低出設計正常值時，達到同樣的峰值電流需要的時間就更短。Δt=L*ΔI/V，ΔI在DCM模式時等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin，為常數。所以L低會造成Δt下降，也就是Ton下降。

　　根據伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np，Ns為常數，Ton的下降同樣也造成Td下降。由于Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有最高頻率的限制。所以設計時要注意在最重負載時，頻率不能工作在最高頻率，這樣電感量的變化將得不到補償。

　　應適當低于最高工作頻率。電感量高出正常值時，結果當然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk/Ns)/2。只要Ipk，Td/T不變，輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，輸出功率不變，L的變化引起的是頻率f的變化。但一定要注意最高工作頻率限制。

　　圖1

　　電源參數（7*1WLED驅動）：輸入AC90-264V輸出：25.8V0.3A；文中的方案采用芯聯半導體的CL1100，從IC資料上可以看出Td/T=0.5CS腳限制電壓Vth_oc為0.91VFB基準為2V。

　　占空比D取0.45Vin取90V整流管VF取0.9最高開關頻率取50KHZ變壓器用EE16。

　　AE=19.3mm^2VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串數LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據經驗，取芯片最大值減去2v）。

　　計算次級峰值電流Ipks：

　　Io=(Td/T)*Ipsk/2

　　Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

　　計算反射電壓Vor：根據伏秒平衡

　　Vin*Ton=Vor*Td

　　Vin*Ton/T=Vor*Td/T

　　Vin*D=Vor*Td/T

　　90*0.45=Vor*0.5

　　Vor=81V

　　計算匝比N：

　　Vor=(Vo+Vf)*N

　　N=81/(25.8+0.9)=3.03

　　計算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%：

　　Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

　　計算初級電感量：

　　Vin/L=ΔI/ΔtDCM模式時ΔI等于Ipk

　　vin/L=Ipk/(D/f)

　　L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

　　計算初級圈數Np，Ns（B取0.3mT）：

　　NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS

　　NS=NP/N=140/3=46.6TS取47TS時反算47*3.03=142TS

　　NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

　　電壓取樣電阻：

　　當供電繞組電壓取22V時，FB基準為2V，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K。

　　電流檢測電阻Rcs：

　　Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15用2.7并11歐電阻。

　　二極管反壓=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V取耐壓200V的SF14。

　　MOS耐壓及漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用2N60。

　　通過以上的內容，相信大家對于小功率電源中PSR控制電感量補償的原理有了一定程度的了解。