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                   概要 
　　該項目的目標是設計一個高效電源系統，其輸出電壓（VOUT）可以數字調節。為了保證輸出電壓的精確性，采用數字閉環控制，用于修正失調、漂移和負載變化（最大至600mA）的影響。電路包括輸出可調的降壓型控制器、ADC與DAC、電壓基準以及一個微控制器（MCU）。 
　　在大多數DC-DC轉換器中，位于FB引腳上的電阻網絡可以調整轉換器的輸出電壓（見圖1）。在本文電路中，利用DAC輸出電壓（VDAC）改變電阻網路的基準電壓，達到調整轉換器輸出（VOUT）的目的。ADC檢測輸出電壓，并將結果送入微處理器。微處理器調整DAC輸出，以控制系統輸出電壓達到預定值。為使電路盡可能簡單，預設輸出電壓通過PC的串行通信口（RS-232）送入微處理器。這個系統在一些需要精確控制供電電壓的嵌入式系統中非常有用。例如為ASIC、DSP或者MCU供電的電源，電源電壓對應于處理器的工作速率。將供電電壓調整到工作速率對應的最小電壓，可以降低處理器功耗。

圖1
　　電路所需器件和開發工具 
　　系統的主電源選擇低靜態電流、輸出1.25V～5.5V可調的降壓型調節器MAX1692，它可以提供最大600mA的電流。MAX1692評估板提供了一個經過驗證的電路布局和推薦輸入電容、輸出電容和電感量。MAX1692反饋引腳電阻網絡的偏置由低功耗、12位DAC提供，MAX5302可以提供2.5mA的負載驅動。DAC基準電壓為2.5V。電壓調節器輸出電壓由低功耗、12位ADC（MAX1286）讀取， MAX1286能自動關斷，可以在轉換之間減少電源消耗。ADC基準由高精度5V電壓基準MAX6126 提供。ADC和DAC均采用SPI口通信。高精度電壓基準包括輸出檢測和地檢測引腳，將其連接到ADC的基準和地引腳。這樣可以保證ADC具有最高準度的基準電壓。

圖2 供電系統的模擬部分產生一路負載可達600mA、1.25V～5V可調的高準確度輸出電壓
　　微處理器選擇高速的8051兼容微處理器DS89C420，使用32MHz晶體。該微處理器的絕大多數指令為單指令周期，可以運行在32MIPS。處理器可以由J1口在線編程（見圖3）。DS89C420/430/440/450系列用戶手冊介紹了如何通過PC串行通信口，利用微軟的超級終端（HyperTermina）下載固件。處理器固件用C編寫并可使用免費的Sourceforge Small Devices C編譯器（SDCC）編譯。


      圖3 供電系統的數字部分需要一個穩定的5V電源（與模擬部分共用），數字部分通過逐位控制的SPI接口與DAC、ADC通信。串行收發器（U8）從PC接收VOUT設定值，J1提供MCU的在線編程。
　　模擬電路設計 
　　為計算電阻網絡中的R1、R2和R3 （見圖2），先假設流入FB引腳的電流（IFB）可以忽略（MAX1692規格表給出的最大值為50nA），設R2為49.9kΩ。FB引腳電壓為1.25V，電流I2為25mA，遠高于50nA，證明忽略IFB的決定是正確的。最后，計算R1和R2： 
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　　DAC輸出電壓（VDAC）為最大值2.5V時，降壓調節器的輸出（VOUT）應該為最小值1.25V。代入式1： 
　　第一項為零，得到R3為50 kΩ。當VDAC 為最小值0V時, VOUT 應該為最大值5V。代入式1 ： 
　　得到R1值為75kΩ。 
　　ADC采集VOUT并將其通過SPI接口傳送給MCU，形成閉環數字控制。 
　　數字電路設計 
　　DAC和ADC由逐位控制的SPI總線和MCU通信。MCU是主器件，而DAC和ADC是從器件。MCU的5個引腳分別作為SCLK、MOSI、MISO、CSADC（ADC片選）、CSDAC（DAC片選）?？偩€上的器件共用SCLK，為達到最高通信速度，使用32MHz的晶體供給MCU系統時鐘。MCU通過PC串口接收VOUT值。MAX3311是RS-232收發器，將RS-232電平轉為TTL/COMS電平。 
　　布局考慮 
　　使用寬的引線連接所有無源器件（旁路電容、補償電容、輸入電容、輸出電容和電感）與降壓轉換器。這些元件和FB引腳的電阻網絡應盡可能靠近降壓轉換器，以減小PCB引線電阻和噪聲干擾。降壓轉換器處需要大面積的覆銅，以降低IC在重負載下的工作溫度?？梢詤⒖糓AX1692評估板。為保持信號完整性，必須盡可能將模擬信號線和數字信號線隔離開。將DAC和ADC靠近降壓器放置，用短線連接所有模擬信號。數字信號在另一方向連接到MCU。盡可能將電壓基準靠近ADC，提供電壓基準的電壓反饋線用較短的隔離線連接到ADC的REF 和GND引腳，以保證ADC的轉換精度。 
　　必須確保MCU下方沒有高速信號線。同時，32MHz時鐘晶體盡可能靠近MCU的輸入引腳。如同所有PCB布線一樣，不允許存在90°引線轉角，所有IC電源都用0.1μF陶瓷電容旁路，并且盡可能地靠近供電引腳安裝。 
　　軟件 
　　本系統MCU軟件通過PC串口獲取要設定的VOUT，對應由ADC采樣得到的降壓轉換器輸出電壓。由于MCU是8位總線，而ADC是12位分辨率，將字節左移4位（相當于乘以16），4位最低有效位置零。軟件用C編寫，可從Maxim網站下載。 
　　測試結果 
　　即便是滿負載，該系統也可以正確地將轉換器的輸出電壓控制在設定電壓的1% 誤差內。由ADC得到的反饋可以補償負載變化、失調和輸出電壓漂移，以準確控制輸出電壓。圖4a和圖4b是電源電壓在1mA負載時的性能，圖5a表示VOUT和VDAC在VOUT 由4.5V轉變到1.5V時的變化，圖5b為VOUT和VDAC在VOUT 由1.5V轉變到4.5V時的變化。從中可以看出VOUT的下降速率比上升速率慢很多。這是由于輸出大電容放電所致（見圖2的C16）。轉換器可以非?？斓貙﹄娙莩潆?，但負載沒有辦法使電容快速放電。注意電壓的變化速率非常接近，因為350mA負載可以使電容足夠快地放電。這樣,一個足夠大的負載可以使VOUT以同樣速率增加或減小。 


    圖4 波形顯示了負載電流為1mA時，降壓轉換器輸出電壓（VOUT）和DAC的輸出電壓（VDAC）。圖a為VOUT從4.5V到1.5V變化時的VOUT和VDAC波形；圖b為VOUT從1.5V到4.5V變化時的VOUT 和 VDAC波形


      圖5. 波形顯示了負載電流為350mA時，降壓轉換器輸出電壓（VOUT）和DAC的輸出電壓（VDAC）。圖a為VOUT從4.5V到1.5V變化時的VOUT和VDAC波形；圖b為VOUT從1.5V到4.5V變化時的VOUT 和 VDAC波形
　　雖然電壓可以準確控制，但測試結果也提醒我們系統存在的某些問題，圖4a顯示反饋系統會上沖或下沖。這是由軟件程序循環的占用時間引起的。圖4a顯示VOUT達到設定值之前,VDAC增大到它的最大值。當VOUT最后達到設定值，VDAC必須減小，降低DAC輸出電壓需要時間，這導致VOUT下沖。理想情況下，VDAC必須和VOUT以同樣速度變化，但是，在系統負載達到一定水平之前無法實現這一平衡。該系統需要100μs，用以調整大的輸出電壓變化，因為軟件需要在ADC采樣后逐位改變VDAC。為了使VOUT從5V變到1.25V，MCU必須讓12位DAC的電壓增加4,095次，同時對VOUT 采樣4,095次，每次ADC采樣都需要耗費采樣時間和轉換時間。